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技术领域

本发明涉及电动汽车用永磁同步电机(PMSM)电压调制领域，尤其涉及一种基于多 种不连续PWM的永磁同步电机控制系统及方法。

背景技术

随着能源短缺和环境污染问题的加剧，电动汽车成为21世纪汽车工业的主要发展 方向。电动汽车是用动力电池替代传统的汽油作为车载能源的，然而在现有的技术条件下， 动力电池较大的重量和相对汽油较低能量密度限制了电机的动力特性和汽车的续驰里程。 研究优化控制策略，提高电机驱动系统的工作效率显得具有重要现实意义。

空间电压矢量脉宽调制具有较高直流电压利用率，低谐波污染，控制方法相对简 单，易于数字化实现等优点。随着电力电子技术和各种新型功率器件的进步，电驱动系统逐 渐向高频化、大电流密度方向发展。在高频逆变器的空间电压矢量脉宽调制中无论采用何 种调制方式，输出电压谐波含量及分布和开关损耗是不得不考虑的两个问题。随着开关频 率的提高，功率器件的功耗是一个亟待解决的问题，特别是开关损耗，它将使功率器件的开 关频率潜能得不到充分发挥。以两电平三相逆变器为例，如果工作在高频情况下，那么6个 主开关器件因开关损耗而引起的发热给充分应用其开关频率带来障碍。电压谐波含量一直 是衡量调制方法的重要因素，传统的连续PWM(如两种零矢量均匀分配的SVPWM)，在开关次 数相同的条件下，虽然在中低调制比下，具有谐波含量较低的优势，但在高调制比阶段，谐 波含量显明高于不连续PWM。而在电动汽车电驱动系统为了优化工作电流，往往工作在高调 制比阶段。特别是电驱动系统工作在弱磁区时，调制比往往为逆变器所能提供的最大值。这 些因素更加恶化了逆变器输出的电压质量。

现在已研究出了多种优化的PWM方法,如GDPWM，DDTPWM，通过动态改变调制方法， 使得开关损耗和波形质量得到优化。但GDPWM方法依赖运行状态的检测，计算量较大，而且 不能覆盖所有功率因数，DDTPWM方法的实现需要在三相静止坐标系中，而多数电机控制均 在两相旋转坐标系中计算。这些缺点限制了其在实际的应用。

发明内容

本发明为了解决上述问题，提出了一种基于多种不连续PWM的永磁同步电机控制 系统及方法，本发明提供了一种基于多种不连续PWM调制的电动汽车用PMSM电压调制的新 思路、新方法，有效地实现开关损耗的最小和电压波形质量的提高。

为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：

一种基于多种不连续PWM的永磁同步电机控制方法，包括以下步骤：

(1)根据dq轴实际电流值和电压前馈值计算估计功率因数角；

(2)利用估计功率因数角和动态电压给定值将空间矢量平面动态的划分为多个区 域，根据各区域的取值，确定扇区变量的大小；

(3)采集载波周期和直流母线电压值，结合扇区变量确定基本电压矢量作用时间 变量的取值；

(4)根据载波周期确定周期寄存器的值，根据基本电压矢量作用时间变量的取值 确定三个比较寄存器的赋值，得到多种不连续PWM调制信号，以此输出六路PWM信号。

优选的，所述步骤(1)中，估计功率因数角的计算方法为：估计功率因数角

θ ^ = arcsin - u d * * i q + u q * * i d ( u d * 2 + u q * 2 ) * ( i d 2 + i q 2 ) ]]>

其中，i_d，i_q为dq轴实际电流值，和为电压前馈值。

所述步骤(2)中，空间矢量平面动态的划分的具体方法为，根据估计功率因数角和 动态电压给定值，定义六个基本变量，每个基本变量对应有一个逻辑变量，判断每个基本变 量是否大于0，根据判断结果，赋予对应逻辑变量不同值，划分出12个区域。

优选的，空间矢量平面动态的划分的具体方法，定义逻辑变量A、B、C、D、E和F，定义 基本变量B₁、B₂、B₃、B₄、B₅和B₆，令：

B 1 = u α * c o s ( π 3 + θ ^ ) + u β * c o s ( π 6 - θ ^ ) ]]>

B 2 = u α * c o s ( π 3 - θ ^ ) - u β * c o s ( π 6 + θ ^ ) ]]>

B 3 = u α * c o s ( θ ^ ) - u β * c o s ( π 2 - θ ^ ) ]]>

B 4 = u β * ]]>

B 5 = 3 u α * + u β * ]]>

B 6 = - 3 u α * + u β * ]]>

若B₁>0，A＝1，否则A＝0；若B₂>0，B＝1，否则B＝0；

若B₃>0，C＝1，否则C＝0；若B₄>0，D＝1，否则D＝0；

若B₅>0，E＝1，否则E＝0；若B₆>0，F＝1，否则F＝0。

所述步骤(2)中，扇区变量与六个逻辑变量呈线性关系。

优选的，所述步骤(2)中，扇区变量N，N＝32*F+16*E+8*D+4*C+2*B+A。

所述步骤(3)中，根据载波周期、直流母线电压和动态电压给定值，确定三个计算 因子的值，根据扇区变量的取值区间，赋值于基本电压矢量作用时间变量。

优选的，所述计算因子的赋值方法为：

X = 3 T S U D C u β * ]]>

Y = 3 T S 2 U D C ( 3 u β * + 3 u α * ) ]]>

Z = 3 T S 2 U D C ( 3 u β * - 3 u α * ) ]]>

其中，T_S为载波周期，U_DC为直流母线电压。

优选的，所述基本矢量作用时间变量Tx、Ty的取值方法为：

N为扇区变量。

所述步骤(4)中，根据基本电压矢量作用时间变量和载波周期，确定基本适量切换 时刻算子的取值，将其根据扇区变量不同的取值范围分别赋值于三个比较寄存器。

所述步骤(4)中，周期寄存器中的存储周期T1PR为载波周期的一半。

所述步骤(4)中，基本矢量切换时刻算子的计算方法为：

T_a＝0 T a ′ = 1 2 ( T S - T X - T Y ) ]]>

T b = 1 2 T X ]]> T b ′ = 1 2 ( T S - T Y ) ]]>

T c = 1 2 ( T X + T Y ) ]]> T c ′ = 1 2 T S . ]]>

优选的，所述步骤(4)中，根据功率因数角的大小，当当时 若反之令如下表方式计算开关序列。

优选的，所述步骤(4)中，根据功率因数角的大小，当时，按下表所示， 计算开关序列。

一种基于多种不连续PWM的永磁同步电机控制系统，包括估计功率因数角计算模 块、扇区确定模块、电压矢量切换计算模块和DSP控制模块，其中：

所述估计功率因数角计算模块，根据dq轴实际电流值和电压前馈值计算估计功率 因数角；

所述扇区确定模块，利用估计功率因数角和动态电压给定值将空间矢量平面动态 的划分为12个区域，根据各区域的取值，确定扇区变量的大小；

所述电压适量切换计算模块，采集载波周期和直流母线电压值，结合扇区变量确 定基本电压矢量作用时间变量的取值；

所述DSP控制模块，根据载波周期确定周期寄存器的值，根据基本电压矢量作用时 间变量的取值确定三个比较寄存器的赋值，以此输出六路PWM信号。

一种电动汽车用永磁同步电机矢量控制系统，包括永磁同步电机，所述永磁同步 电机的转速信息与给定的转速做差后，输入到转速环，得到电流矢量参考值，最大转矩电流 比模块根据电流矢量参考值计算得到dq轴电流参考值；

所述永磁同步电机的位置角信息输入第一坐标变换模块，所述永磁同步电机的两 相输出电流经过第三坐标变换模块计算得到静止坐标系下的两相电流，结合位置角信息， 第一坐标变换模块得到dq轴电流实际值；

电流调节器模块根据dq轴电流参考值和dq轴电流实际值，计算电压前馈值；功率 因数角估计模块根据电压前馈值和dq轴电流实际值，计算估计功率因数角；

第二坐标变换模块将电压前馈值转化为动态电压给定值，电压调制模块根据动态 电压给定值和估计功率因数角将空间矢量平面动态划分，确定扇区变量，控制器根据扇区 变量和载波周期与直流母线电压确定周期寄存器和比较寄存器的值，以得到多种不连续 PWM调制信号，控制逆变器的运行。

本发明的有益效果为：

(1)本发明利用空间矢量概念，综合了多种不连续PWM，达到实时跟踪功率因数从 而改变调制方式，从调制角度达到开关损耗最小，从而减小功率器件的损耗，提高的电动汽 车电驱动系统的可靠性和运行效率。且具有计算量小，控制算法易于数字实现等优点；

(2)本发明发挥了不连续PWM在高调制比区域的波形质量优势，有助于降低电动汽 车逆变器的谐波含量；

(3)本发明利用了矢量控制中矢量与相量的相位关系，只使用传统双环控制中的 控制与反馈量，既没有改变拓扑也没有增加新的传感器，可由仅仅改变算法提高系统性能。

附图说明

图1为本发明所提控制方法的整体结构框图；

图2为利用DSP实现三相驱动信号波形示意图；

图3a为一相电流与该相相对直流中性点的相电压曲线(1500rmp)；

图3b为运行过程中功率因数角的变化曲线(1500rmp)；

图4a为一相电流与该相相对直流中性点的相电压曲线(4000rmp)；

图4b为运行过程中功率因数角的变化曲线(4000rmp)；

图5为不同调制方式下的波形畸变因数。

具体实施方式：

下面结合附图与实施例对本发明作进一步说明。

如图1所示，一种电动汽车用永磁同步电机矢量控制系统，包括：永磁同步电机 PMSM(11)、电流传感器、位置/速度检测模块(12)、坐标变换模块、PI速度环控制器(4)、最大 转矩电流比模块MPTA(5)、电流调节器模块(6)、功率因数角估计模块(7)、电压调制模块(9) 和逆变器(10)。其中，

1)在永磁同步电机PMSM(11)运行过程中，经过转速/位置检测模块(4)得到电机的 转速ω和位置角θ，并将θ值输入到坐标变换模块(3)和坐标变换模块(8)中，将得到的永磁 同步电机PMSM(11)的转速值ω与给定的电机转速值ω_r输入到PI速度环控制器(4)中，经过 PI运算得到电流矢量参考值经过最大转矩电流比模块(5)得到dq轴电流参考值和

2)电流传感器模块(1)将采集到的电机两相输出电流i_a和i_b输入到三相静止到两 相静止的坐标变换模块(2)，求得第三相电流i_c，并经过坐标变换，得到在两相静止坐标系 下的电流i_α和i_β，然后i_α，i_β以及位置角θ输入到两相静止到两相旋转的坐标变换模块(3)得 到i_d和i_q。

3)将最大转矩电流比模块MPTA(5)得到的dq轴电流参考值i_d^*和与(3)输出的dq 轴实际电流值i_d，i_q比较后输入到电流调节器模块(6)得到电压给定值和

4)将第3)步中得到的输出电压给定值和和2)中得到的dq轴实际电流值i_d，i_q输入功率因数角估计模块(7)得到估计功率因数角

5)将u_α^*和u_β^*以及输入到电压调制模块(9)，按照下面叙述的方法计算得到控制 器的六路PWM信号输出，并由PWM信号控制逆变器模块(10)，由此得到三相输出电压来驱动 电机的运行。

步骤5)中，PWM信号的产生如下：

使用两电平逆变器，每相桥臂包括两个串联的IGBT管，各IGBT管反并联一个二极 管；输入电压源两端并联有两个串联的电容，各个IGBT管均由控制电路驱动。

(1)功率因数角的估计

在多时轴单矢量的时空矢量图中，考虑到三相合成矢量与三相相量的相位关系， 利用电流反馈模块(3)得到的i_d，i_q和模块(6)中输出的电压前馈值和(因为电压型逆 变器对电压的响应极快)，由模块(9)按照如下公式估计功率因数角

θ ^ = arcsin - u d * * i q + u q * * i d ( u d * 2 + u q * 2 ) * ( i d 2 + i q 2 ) ]]>

(2)扇区的确定

利用u_α^*和u_β^*以及估计的功率因数角把空间矢量平面动态的划分为12个区域。 设：

B 1 = u α * c o s ( π 3 + θ ^ ) + u β * c o s ( π 6 - θ ^ ) ]]>

B 2 = u α * c o s ( π 3 - θ ^ ) - u β * c o s ( π 6 + θ ^ ) ]]>

B 3 = u α * c o s ( θ ^ ) - u β * c o s ( π 2 - θ ^ ) ]]>

B 4 = u β * ]]>

B 5 = 3 u α * + u β * ]]>

B 6 = - 3 u α * + u β * ]]>

若B₁>0，A＝1，否则A＝0；若B₂>0，B＝1，否则B＝0；

若B₃>0，C＝1，否则C＝0；若B₄>0，D＝1，否则D＝0；

若B₅>0，E＝1，否则E＝0；若B₆>0，F＝1，否则F＝0。

定义扇区变量N，N＝32*F+16*E+8*D+4*C+2*B+A。采用这种扇区判定方法，只需经 过简单的加减及逻辑运算即可确定所在扇区，有利于数字运算，并提高系统的响应速度。

(3)基本电压矢量作用时间

T_S为载波周期，U_DC为直流母线电压，定义如下计算因子X，Y，Z

X = 3 T S U D C u β * ]]>

Y = 3 T S 2 U D C ( 3 u β * + 3 u α * ) ]]>

Z = 3 T S 2 U D C ( 3 u β * - 3 u α * ) ]]>

得到简化后的基本矢量作用时间:

表1简化后基本电压矢量作用时间

DSP的每个事件管理器有三个比较单元，可以输出6路PWM信号，非常适合SVPWM脉 宽调制。要得到理想SVPWM调制信号的关键是对周期寄存器T1PR和三个比较寄存器CMPR1、 CMPR2、CMPR3进行设置。事件管理器工作在连续增减计数模式下，因此有关系式：

T_S＝2*T1PR

定义六个基本矢量切换时刻算子

T_a＝0 T a ′ = 1 2 ( T S - T X - T Y ) ]]>

T b = 1 2 T X ]]> T b ′ = 1 2 ( T S - T Y ) ]]>

T c = 1 2 ( T X + T Y ) ]]> T c ′ = 1 2 T S ]]>

根据功率因数角将调制策略分为3种情况

当按照(2)所述，得到N值，按表2所示，计算开关时刻。

表2不同扇区的赋值比较II

当时若令反之令按照步骤(2)所述，得到N值，按照 表2，计算开关序列。

当时按照(2)所述，得到N值，按表3所示，计算开关序列。

表3不同扇区的赋值比较2

以第一扇区为例，图2说明使用DSP事件管理器比较单元实现权利1所述调制波波 形产生机理。

在仿真中，转速环与电流环均使用采用PI控制。给定电机转速1500rmp，负载转矩 为2.3N·m，图3a为0.6s～0.63s电机一相电流与该相相对直流中性点的相电压曲线，图3b 为运行过程中功率因数角的变化曲线。达到稳态时约为10°(以电流滞后电压为正)，即 从图中看出，电压不调制区域均等的位于正负电流峰值两侧，最大限度的减小 了开关损耗。

给定电机转速4000rmp，负载转矩为2.3N·m，图4a为0.6s～0.61s电机一相电流与 该相相对直流中性点的相电压曲线，图4b为运行过程中功率因数角的变化曲线。达到稳态 时约为-34°，即不调制区域固定超前电压30°，在该功率因数区间内最大可能 的减小了开关损耗。

由上两组仿真易知，无论功率因数角超前或滞后，电动机全功率因数角范围内本 发明均适用。

由图5可知，在开关次数相同的条件下，不连续调制在高调制比区域可以较好的降 低谐波含量，故本发明提出的方法明显具有改善波形质量的效果。

综上可以看出，本发明利用空间矢量概念以及时间相量与空间矢量的相位关系， 综合了多种不连续PWM，达到实时跟踪功率因数从而改变调制方式，在不增加硬件复杂度的 情况下，达到在电动机在全功率因数角范围内，开关损耗最小(调制方面)，并改善了电压波 形质量。从而提高的电动汽车电驱动系统的可靠性和运行效率。且该发明具有计算量小，控 制算法易于数字实现等优点。

上述虽然结合附图对本发明的具体实施方式进行了描述，但并非对本发明保护范 围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本发明的技术方案的基础上，本领域技术人员不 需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本发明的保护范围以内。